背景
很多新手把运放当成"理想受控源"用：无限大增益、零输入电流、零输出阻抗。等电路真正上了板子，才发现信号源带不动、高频时增益掉得离谱、输出在过零点附近出现台阶。这些现象几乎都能追溯到几个关键参数：输入阻抗、输出阻抗、增益带宽积（GBW）、压摆率（SR）和失调电压。
运放 datasheet 第一页的"典型值"是营销文案，参数表里的"最小/最大值"才是合同。
这篇笔记把这几个特性按"会咬人的程度"排了一遍，顺便给选型时该查哪一行、电路该留多少裕量。
分析
输入阻抗：分两段看
运放的输入阻抗不是单一数字，要分差模和共模两个分量：
- 差模输入阻抗（Z
in,diff）：两个输入端之间的等效阻抗，电压型运放通常 MΩ～GΩ 级，CMOS 输入可达 TΩ； - 共模输入阻抗（Z
in,cm）：每个输入端对地的阻抗，一般比差模还大一个数量级。
电压反馈型运放输入级是长尾对管，输入阻抗由基极/栅极偏置决定。电流反馈型（CFB）则相反，反相输入端阻抗很低（几十 Ω），同相端高——这点是 CFB 和 VFB 最大的接线差异。
实际工程含义：
- 信号源内阻 R
s与输入阻抗构成分压器，若 Rs不可忽略，信号还没进运放就被衰减。高阻传感器（压电、电容麦克风）必须选 FET/CMOS 输入，否则偏置电流会先把信号淹没； - 偏置电流 I
b流过源内阻会产生失调：V_os_equiv = I_b × R_s。10 nA 偏置流过 100 kΩ 源阻抗就是 1 mV，已经比很多精密运放的本征失调还大。
输出阻抗：开环才有意义
闭环输出阻抗可以做到很低（毫欧级），那是靠负反馈硬撑出来的。但开环输出阻抗 Ro 决定了反馈能"撑"多快：
- 容性负载（比如长线、ADC 采样保持电容）会在 R
o上形成新极点，把相位裕度吃掉，直接振荡； - datasheet 给的"驱动能力"通常是接规定负载（如 600 Ω、2 kΩ）下的最大摆幅，超了就削顶。
看到"能驱动大电容"的运放，本质是它的 R
o被内部补偿过，或者输出级有隔离电阻。普通运放驱动 >100 pF 的容性负载就要在外部串几十 Ω 隔离电阻。
增益带宽积（GBW）：闭环增益越高，带宽越窄
电压反馈运放开环增益以 -20 dB/dec 下降，GBW 近似常数：
GBW ≈ A_cl × f_-3dB
例：GBW = 10 MHz 的运放，闭环增益设 100 倍，带宽只剩约 100 kHz。设计时要给 GBW 留 10 倍以上裕量，否则高频相位裕度不足，方波响应出现振铃。
电流反馈运放没有固定 GBW，带宽由反馈电阻 Rf 决定——这正是它做高速视频/ADC 驱动的优势，但代价是反馈电阻必须用 datasheet 推荐值，乱换就振荡。
压摆率（SR）与全功率带宽
SR 是输出电压最大变化速率，单位 V/μs。它和带宽是两回事：
- 小信号带宽由 GBW 决定；
- 大信号（满幅）带宽由 SR 决定：
f_FP = SR / (2π × V_peak)。
一个 SR = 0.5 V/μs 的 LM358，想输出 20 kHz、5 V
pp的正弦波？算一下：f_FP = 0.5e6 / (2π × 2.5) ≈ 32 kHz，勉强够。但如果换成方波，谐波分量要求远高于基频，输出会变成三角波。
失调、漂移与共模抑制（CMRR/PSRR）
精密场合这几个参数比带宽更重要：
- 输入失调电压 V
os：两输入短接时的输出折算到输入，精密运放可到 μV 级，普通运放 mV 级； - 失调温漂 ΔV
os/ΔT：1～10 μV/℃，温漂无法用一次校准消除，是 24 位 ADC 前级的硬上限； - CMRR：共模信号被抑制的程度，dB 越高越好。注意 CMRR 随频率下降，直流 100 dB 的运放到 100 kHz 可能只剩 60 dB；
- PSRR：电源纹波对输出的抑制，电源噪声大时这是救命稻草，同样随频率恶化。
CMRR 还有个隐藏用法：两个输入端的源阻抗必须匹配，否则偏置电流在不对称阻抗上产生的压差，会以"失调"的形式表现，等效 CMRR 直接崩塌。这就是为什么精密电路里同相端总要接一个等于 R1∥R2 的补偿电阻。
实现
同相放大器（高输入阻抗首选）
// 伪代码占位 —— 电路参数计算，不是固件
// 同相放大：A_v = 1 + Rf/Rg
// Rg = 1 kΩ, Rf = 9 kΩ → A_v = 10对应电路要点：
- 同相端输入阻抗 = 运放本身输入阻抗，适合接高阻源；
- 反相端到地接补偿电阻 R
comp= Rf∥ Rg，抵消偏置电流失调； - 反馈环路上避免走长线，寄生电容与 R
f形成极点。
反相放大器（虚地，适合求和与电流转换）
- 输入阻抗 ≈ R
g（不是运放输入阻抗！），信号源必须能驱动这个电阻； - 反相端是"虚地"，多路求和天然隔离，是加权求和与 I/V 转换的基础。
电压跟随器（缓冲，最容易振荡的接法）
单位增益跟随器反馈最浅，相位裕度最差。很多运放标注"单位增益稳定"，但驱动容性负载时仍需串隔离电阻：
- 输出串 50～100 Ω，负载端直接到 ADC/电缆；
- 或在反馈环内做"双反馈"补偿，但复杂度高，非必要不用。
选型决策树
按优先级排序：
- 带宽够不够：先算所需 f_-3dB，再按
GBW ≥ 10 × A_cl × f_-3dB取值； - 压摆率够不够：按最大输出幅值与最高频率算
SR ≥ 2π × V_peak × f； - 精度够不够：精密前级看 V
os与温漂，高阻源看偏置电流； - 电源与摆幅：单电源系统确认输出能否摆到地（rail-to-rail 的"rail"也要看 datasheet 的余量）；
- 稳定性：容性负载、单位增益、长反馈线，任一存在就预留补偿位。
注意事项（踩坑清单）
- rail-to-rail 不是真的到轨：输出通常离轨还有 10～100 mV，输入共模范围到轨也可能增益骤降（交越失真）；
- 未用运放要处理：双/四运放里空着的片，必须接成跟随器并把输入接到中间电平，浮空会自激并干扰同一封装里的其他通道；
- 电源去耦必须就近：每个供电脚 0.1 μF 陶瓷到地，再加 1～10 μF 钽/陶瓷，引线 < 5 mm；
- PCB 地与回流路径：高速运放的地平面不要被信号线割断，否则寄生电感吃掉相位裕度；
- 反馈电阻别盲目取大：R
f越大，与输入电容形成的极点越低，带宽和噪声都恶化，通常 1～10 kΩ 甜区； - CFB 运放不能乱换反馈电阻：必须用 datasheet 指定值，否则带宽和稳定性全变。
结论
- 现象：信号衰减、高频掉增益、过零台阶、上电振荡——几乎都指向输入阻抗、GBW、SR、容性负载这几个参数；
- 根因：把运放当理想元件，忽略了源阻抗分压、开环输出阻抗引入的新极点、压摆率对大信号带宽的限制；
- 解决：选型时按 GBW→SR→精度→电源→稳定性的顺序逐项核对，电路里为容性负载和单位增益预留补偿位。
模拟设计没有"复制粘贴就能跑"的电路，每一根反馈线都是一次相位裕度的赌博。